Двухдиапазонные симметричные фильтры на основе встроенного в подложку волновода (ВПВ)

Виконала студентка 1 курсу

Групи ТІ-62

Подручна Анна Володимирівна

Оцінка:

Сбалансированные полосовые фильтры (СПФ) из-за их высокой невосприимчивости к шуму окружающей среды и низким электромагнитным помехам (ЭП) важны как решающий блок схемы при построении современной системы беспроводной связи. В частности, двухдиапазонные сбалансированные СПФ играют значительную роль во многих приложениях, поскольку востребована потребность многополосной работы. В последние несколько лет двухдиапазонные симметричные схемы были построены в основном на базе линейных резонаторов. В этом контексте предложены двухдиапазонные сбалансированные СПФ с сосредоточенными параметрами резонаторов с нагрузкой [1, 2], резонаторы с реактивным шлейфом [3, 4], соединенные дополнительные спирально-кольцевые резонаторы [5], и двухслойные microstrip-to-slotline переход [6]. Однако, когда рабочая частота переходит в полосу миллиметрового диапазона, они вряд ли пригодны для использования из-за их недостатков: высоких потерь на излучение, низкой мощности и низкой добротности. В последние годы встроенный в подложку волновод (ВПВ) получает огромное внимание, поскольку он успешно преодолевает недостатки классических линейных структур, сохраняя при этом недорогие компактные размеры и хорошую интеграцию [7]. В этой главе мы представим два типа сбалансированных фильтров с двумя рабочими полосами, использующими эту потенциальную технологию ВПВ [8, 9].

14.1 Полость встроенного в подложку волновода (ВПВ)

На рисунке 14.1 показана типичная конфигурация полости ВПВ. Полость полностью сконструирована на диэлектрической подложке с толщиной h, которая обычно намного меньше ширины w и длины полости l. Боковые стенки полости образованы металлическими ограждениями, а верхняя и нижняя поверхности выполнены металлическими пластинами. Столбы имеют диаметр d, а шаг между двумя смежными стойками обозначается p. Эти два важных параметра должны быть правильно выбраны для минимизации потерь излучения. Согласно Ref. [10], потери излучения могут быть незначительными для электростатического разряда, а именно d <0,2λ, где λ - длина волны в диэлектрическом материале, при отношении d/p 0,5. Кроме того, потери на излучение имеют тенденцию к уменьшению по мере того, как столб становится меньше при постоянном отношении d/p, что обусловлено процессом изготовления.

Следуя работе в Ref. [11], все резонансные частоты TEm0n режимы в полости ВПВ можно определить по формуле

[pic 1]

[pic 2]

Конфигурация одной полости ВПВ.

we и le, эквивалентная ширина и длина полости ВПВ, приведены как

[pic 3]

где w и l - действительная ширина и длина полости SIW, c - скорость света в вакууме, а εr - относительная диэлектрическая проницаемость

подложки.

Полностью  двухдиапазонный балансный фильтр конструкция

Рисунок 14.2 (a) иллюстрирует диаграмму поля режима TE102 в одной полости ВПВ. Как видно из рисунка, распределение E-поля внутри полости ВПВ нечетно-симметрично относительно симметричной плоскости A-A, что указывает на противоположное направление и ту же интенсивность распределений E-поля на двух симметричных сторонах. На рис. 14.2 (б) изображено вычисляемое распределение E-поля из двухполупериодного симуляционного программного обеспечения HFSS, которое проверяет свойства распределения E-поля в режиме TE102. Таким образом, мы можем заключить, что распределение E-поля в режиме TE102 проявляет два отличительных свойства, то есть идентичную величину и вне фазы, столь же востребованную при проектировании сбалансированной схемы.

Основываясь на ранее проведенном анализе распределения E-поля, свойства режима TE102 могут применяться для демонстрации и

проектирование сбалансированных схем. На рисунке 14.3 изображена физическая конфигурация разработанного двухдиапазонного сбалансированного СПФ. В этом случае полости 1 и 2 полностью заняты режимом TE102, в то время как другие - с режимом TE101.

Кроме того, все внутренние соединения между полостями ВПВ реализуются магнитной (Зонд диафрагма). На рисунке 14.4 (а) показана соответствующая схема соединения и маршрутизации фильтра, где узлы S или S’ и L или L’ обозначают сбалансированные порты, узлы R1 и R2 обозначают режим TE102, а узлы R3-6 и R3 - 6 представляют собой режим TE101, соответственно.

[pic 4]

Рисунок 14.2 (a) Схема поля режима TE102 в полости ВПВ. (б) Распределение E-поля TE102.

[pic 5]

Рисунок 14.3. Макет двухдиапазонного сбалансированного СПФ.

[pic 6]

Рисунок 14.4 Схема соединения и маршрутизации фильтра. (a) Оригинальная 4-портовая схема. (Б)

Эквивалентная 2-портовая схема под управлением DM

Сигнал общего режима (ОР) сначала запускается портами 1 и 1 ', а затем переводится на два несинфазных сигнала, которые будут погашенны друг с другом в полости 1, что приведет к желаемому подавлению ОР. Напротив, при прохождении через полости 1 и 2, сигнал DM может быть преобразован в два синфазных сигнала, и желаемая реакция может продолжаться. Кроме того, из-за симметричного свойства фильтра действующий или идеальный электрический проводник будет появляться вдоль его симметричной плоскости под действием DM. Следовательно, как показано на рисунке 14.4 (b), можно было бы получить эквивалентную 2-портовую схематическую топологию, а затем использовать для анализа указанной реакции DM фильтра. Обратите внимание, что аналогично узлам R3-6, R1 и R2 теперь соответствует режим TE101 из-за появления действующего короткого проводника вдоль симметричной плоскости. Между тем, главный механизм генерации желаемого двухдиапазонного отклика аналогичен to Ref [1], то есть создание полосы пропускания внутри широкой действующей полосы пропускания путем вставки нулей передачи (TZ). В частности, введены полости 5 и 6, чтобы ввести TZ для отбраковки между зонами. В общем, такая сплит-разновидность топологии очень подходит для конструкции фильтра с близко близкими двойными полосами пропускания.

Чтобы проверить концепцию проектирования, центральные частоты двух полос пропускания в отклике DM выбираются при f1 = 9,41 ГГц и f2 = 9,96 ГГц с тремя полюсами передачи в каждой полосе пропускания. Кроме того, обратные потери в каждой полосе больше, чем 20 дБ, тогда как нормализованный TZ устанавливается на Ω = 0 с вносимыми потерями выше 40 дБ. Для достижения ранее заданного двухдиапазонного частотного отклика, следуя работе в Ref. [12],

синтезированная матрица связи выражается как

[pic 7]

Кроме того, центральная частота виртуальной широкой полосы пропускания может быть задана как fTE101 = sqrt (f1f2) = 9 68 ГГц, а незначительная полоса пропускания FBW = 10%. Здесь виртуальная резонансная частота режима TE101 уже подтверждена; таким образом, исходный физический размер полости ВПВ можно легко определить, используя уравнение (14.1). Следует отметить, что внутренние коэффициенты связи между полостями ВПВ и внешним коэффициентом качества являются ключевыми параметрами для получения требуемых характеристик. Обращаясь к Ref. [13], требуемые внутренние коэффициенты связи могут быть получены с помощью регулировки ширины столба-стенки диафрагмы. Что касается внешнего коэффициента качества, эта конфигурация также служит в качестве некоторых элементов настройки, таких как длина и ширина соединительной прорези, а также положение линии подачи для удовлетворения требований к конструкции. Прибегая к коммерческому двухполупериодному электромагнитному симулятору HFSS, все геометрические параметры, показанные на рисунке 14.3, были оптимизированы следующим образом: wm = 2.3, wslot = 0.45, w1 = 15.75, w2 = 13.65, w3 = 14.1, l1 = 14.4, p1 = 6.3, p2 = 7.12, p3 = 6.7, s1 = 4.05, s2 = 3.9, s3 = 5.2, и s4 = 3.25. (Единица измерения: мм).

Фильтр изготовлен на подложке RT / Duroid 5880 толщиной 0,79 мм с εr = 2,2, tan δ = 0,0009. Диаметр металлических сквозных отверстий составляет 0,8 мм, а расстояние между двумя смежными сквозными отверстиями составляет около 1,2 мм. Фотография изготовленной схемы изображена на рисунке 14.5. Конструированная схема без линий подачи занимает площадь 2,87 λg × 2,95 λg, где λg - длина волны на главной частоте виртуальной широкой полосы пропускания.

Во-первых, обратим внимание на резонансные моды в одной полости ВПВ. На рис. 14.7 изображена прямоугольная полость ВПВ в диэлектрической подложке с εr = 2,2, tan δ = 0,0009 и h = 0,79 мм. Его две пары внешних точек питания обозначаются как порт 1, 1’ и порт 2, 2’ соответственно. Используя уравнение (14.1), можно вычислить все резонансные частоты мод TEm0n. Когда n - четное целое число, распределение E-поля внутри полости ВПВ является нечетно-симметричным относительно симметричной плоскости, как показано на рис. 14.7, поэтому распределение резонансных мод в полости E-поля может быть в несинфазном режиме при работе CM и синфазном режиме DM.

[pic 8]

Расположение одиночной полости ВПВ с двумя парами точек подачи в порт 1, 1’

и Порт 2, 2’.

Конструкция двухполосного балансного фильтра, использующая высокий порядок в полости ВПВ

Следуя близко расположенному двухдиапазонному сбалансированному СПФ, представленному в предыдущем разделе, в этом разделе будет рассмотрен новый двухдиапазонный сбалансированный фильтр с использованием резонансных мод высокого порядка в полостях ВПВ. В частности, в реакции DM первая полоса пропускания вызывается доминирующими режимами, а вторая полоса пропускания получается с использованием мод более высокого порядка в полостях ВПВ.

Когда n - нечетное целое число, распределение E-поля является четно-симметричным относительно симметричной плоскости, поэтому распределение резонансных мод в полости E-поля может находиться в несинфазном режиме при работе DM и синфазном при работе CM. Для проверки частотных откликов при возбуждении DM и CM приведены на рисунке 14.8 для поддержки вышеупомянутых описаний. Первые шесть резонансных мод в полости заметно возбуждаются в DM и CM-откликах соответственно. Как показано на рисунке, сигнал может проходить только в режимах TE101, TE103 и TE201 при возбуждении CM, тогда как при DM-возбуждении сигнал может распространяться только в режимах TE102, TE104 и TE202. Эти свойства подразумевают, что полость может использоваться для построения сбалансированного участка для создания DM-фильтра с хорошим подавлением СМ, если резонансные режимы правильно выбраны. В следующем рассмотрении доминирующий режим TE102 и режим TE202 более высокого порядка применяются для достижения двухдиапазонной реакции в DM отклике.

Фотография изготовленного двухдиапазонного сбалансированного СПФ.

[pic 9][pic 10]

Имитированные и измеренные характеристики двухдиапазонного сбалансированного СПФ.

Что касается реализации этого сбалансированного двухдиапазонного фильтра, ключевым шагом является реализация DM двухдиапазонного отклика. При возбуждении DM возбуждаются моды TE101 и TE201 полостей 1, 1 ', 4 и 4', в то время как в полостях 2 и 3 возбуждаются TE102 и TE202. Первая DM частота полосы пропускания fDM1 построена с помощью режима TE101 полостей 1, 1, 4 и 4 и  режима TE102 полостей 2 и 3.

Вторая DM частота полосы пропускания fDM2 построена с помощью режима TE201 полостей 1, 1, 4 и 4’ и режима TE202 полостей 2 и 3. На основании уравнения (14.1) fDM1 и fDM2 могут быть получены посредством

На рисунке 14.11 показаны fDM1 и fDM2 с различными группами we и le, в то время как другие размеры фильтра сохраняются фиксированными. Из рисунка видно, что fDM1 (fDM2) изменяется под разными we и le группами, в то время как fDM2 (fDM1) в основном остается постоянным. Таким образом, две полосы пропускания можно контролировать индивидуально, выбирая we и le правильно. Кроме того, ширина полосы пропускания двух полос пропускания может быть настроена путем регулирования муфт между полостями (то есть w1 и w2). Когда сцепление становится сильнее (увеличивается w1 или w2), ширина полосы пропускания обеих полос пропускания увеличивается одновременно. Таким образом, трудно индивидуально контролировать ширину полосы пропускания двух полос пропускания.

Основываясь на вышеупомянутом анализе, представленный фильтр показывает контролируемые центральные частоты DM и хорошее подавление СМ. После тонкой оптимизации с помощью полноволнового электромагнитного симулятора HFSS конечные размеры, показанные на рисунке 14.9, производятся следующим образом: w = 16, l = 30, d1 = 4.7, d2 = 3.7, g1 = 3.2, g2 = 4.5, p1 = 0.45, p2 = 0.45, s1 = 6, s2 = 6.55, s3 = 4.5, s4 = 5.3, w1 = 5.3, w2 = 4.7, and w3 = 1.56 (всё в мм). Схема изготовлена на подложке RO5880 с диэлектрической постоянной 2,2 и толщиной 0,508 мм, а фотография изготовленной схемы показана на рисунке 14.12. Имитированные и экспериментальные результаты, приведенные на рисунке 14.13, находятся в хорошем согласовании. Можно увидеть, что центральные частоты двух полос пропускания DM расположены на частотах 9,15 и 14,08 ГГц, а отклонения СМ в полосах пропускания DM составляют соответственно 49 и 31 дБ. Однако резонансные частоты мод TE103, TE201 и TE203 fTE103, fTE201, fTE203 изначально появляются в полосе задержки DM, а подавление CM в fTE201 составляет всего 9,5 дБ, что в значительной степени повлияет на способность подавлять отказ CM на протяжении всей пропускной способности.

Для решения этой проблемы здесь вводится один простой и эффективный подход. Четыре щелевые линии передач выгравированы на верхней металлической плоскости в полостях 2 и 3, как показано на рисунке 14.14, с другими размерами фильтра без изменений. Обратите внимание, что эти четыре щелевые линии передач должны быть расположены в направлении, перпендикулярном максимальному поверхностному току режима TE201 в полостях 2 и 3.

Это значительно прервет поток поверхностного тока и приведет к сильному энергетическому излучению, аналогичному принципу проектирования волноводной щелевой антенны [14]. На рис. 14.15 изображены плотности поверхностного тока режима TE201 на плоскости металла без или с четырьмя щелевыми линиями передач. Как можно заметить, поток поверхностного тока на протравленной металлической плоскости щелевой антенны эффективно прерван. Таким образом, отклонение СМ в fTE201 (RJ1) может быть улучшен. Однако для DM отклика щелевые линии мало влияют на магнитное поле режимов ТЕ102 и ТЕ202 в полостях 2 и 3.

Таким образом, две полосы пропускания DM почти не затронуты щелевыми линиями. Между тем, отклонение СМ во второй полосе пропускания DM (RJ2) зависит от физического размера щелевой линии в определенной степени.

На рис. 14.16 показаны RJ1 и RJ2 с различными размерами щелевых линий l1 и шириной w4 соответственно. Как показано на рисунке, лучший RJ1 может быть получен с более длинной щелевой линией длиной l1 из-за увеличенного прерывания поперечного тока. Кроме того, хороший RJ2 может быть достигнут, когда l1 достигает около 6 мм, а w4 составляет около 1 мм. Таким образом, правильные x1, x2, w4 и l1 должны быть выбраны для компромисса между RJ1 и RJ2 в реальных приложениях. После проведения тонкой настройки конечные размеры определяются и представлены как x1 = 0,75, x2 = 2,95, w4 = 0,9 и l1 = 6,4 (все в мм).

Сформированная схема улучшенного сбалансированного фильтра показана на вклейке на рис. 14.17 (b). На рисунке 14.17 показана конечная производительность как смоделированных, так и измеренных результатов. Из рисунка видно, что две полосы пропускания DM сосредоточены в 9,23 и 14,05 ГГц с 3 дБ шириной диапазона 260 и 780 МГц соответственно. В каждой полосе пропускания измеренные минимальные потери на включение 2,9 и 2,7 дБ, что в основном связано с парой SMA-коннекторов и блуждающих линий подачи. Кроме того, для СМ отклика измеренные отклонения СМ выше 48 и 40 дБ для более низких и более высоких полос пропускания соответственно. Кроме того, среднее подавление CM улучшенного фильтра лучше, чем 20 дБ, в диапазоне частот от 0 до 15.20 ГГц. Очевидно, что ослабление СМ отклика на fTE201 было улучшено на 10,5 дБ, что дополнительно указывает на простоту и эффективность улучшенного метода в подавлении СМ.

Обобщенные результаты

В этой главе представлена конструкция двухдиапазонных сбалансированных СНФ на основе технологии ВПВ. Используя присущие свойства распределений электрического поля при различных резонансных режимах в полостях ВПВ, два типа двухзонных сбалансированных СПФ успешно разработаны и предложены. Для первого типа двухдиапазонного сбалансированного СПФ: он построен с использованием режимов TE101 и TE102, где CM сигналы эффективно подавляются сбалансированными секциями, резонирующими в режиме TE102. Что касается второго типа двухдиапазонного сбалансированного СПФ, то он разработан с использованием режимов TE101, TE102, TE201 и TE202, где СМ сигналы эффективно подавляются сбалансированными участками, резонирующими в режимах TE102 и TE202. Четко разъяснены принципы работы и методика конструктивного выполнения для двух фильтров. Моделированные и измеренные результаты обеспечены с хорошим согласованием, что указывает на то, что предлагаемые двухдиапазонные фильтры обладают свойствами высокой селективности DM и хорошим подавлением СМ. При всех этих хороших свойствах очевидно, что методы, введенные в этой главе, применимы для проектирования двухдиапазонного сбалансированного СПФ в технологии ВПВ.